• Present the optimum source and load impedances to the transistors;
• Divide or combine the RF power;
• For the input and interstage-matching network, realise a frequency dependent loss;
• Supply the DC bias to the transistors;
• Enhance the stability of the amplifiers.

这最基本的五条，看似简单，但是任意一条拿出来都可以说上一大堆Design Options，比如DC Bias：在MMIC中首先要根据电流大小及金属的最大可承受电流密度，计算其宽度下限，然后再选定宽度的基础上取其长度，使其完成射频扼流及器件输出阻抗的虚部补偿；当考虑到版图布局的时候，还要仔细选择Bias Stub的位置和形状等等。总而言之，匹配网络的设计是PA设计中最纷繁复杂而又最最重要的部分。那么简要说明一下HPA MMIC中匹配网络设计的程序及一些注意事项：

• 一定要首先从输出匹配网络开始，而且要花最大精力保证输出匹配良好--这点非常重要。根据load-pull测试的数据以及HPA末级并联的器件数目，首先设计DC Bias部分将匹配网络的原阻抗转换为实阻（中心频率处），然后利用对称性及N端口网络与2端口网络的互换特性设计多级匹配，具体的形式可以根据实际情况确定：L型低通、L型高通、Pi型以及分布式匹配等等；
• 如果说输出匹配是重点，那么级间匹配就是难点了，它所需要完成的任务最多，涉及的方面也最多：虚部吸收、DC Block、Power Divider等等，太复杂了就不详细说了；
• 输入匹配相对比较好解决，有了前面输出匹配网络和级间匹配网络的完成，相信输入匹配不在话下了：DC Block、Power Divider、稳定网络。
• 稳定性的分析比较复杂，HPA中的振荡大概可以分为四类：环路振荡、低频振荡、奇模振荡和参量振荡，每一种振荡的机理都各不相同，当然解决办法也就各异。通常可以采用的解决方案包括：RC并联网络（低频振荡、环路振荡、参量振荡）、并联电阻（奇模振荡）、片上及片外Large Decoupling（低频振荡）等等。

另外简单说一下关于热稳定性的设计考量。小于1GHz的PA，热设计主要在片外进行；大于30GHz的PA，则一般不需要考虑热设计；1～30GHz的PA MMIC，则要仔细研究一下热稳定性：电流增益崩塌、thermal runaway等。器件间距及镇流电阻是解决方案的方向，以及工艺上的热分流结构及热沉。

先简略说这么多，日后在详细总结报告之。

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从硬盘的角落里翻出一张照片，去年组织去妙峰山：

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青春就像是卫生纸，看着挺多的，用着用着就没有了。

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北京的这个夏天，天天下雨，真是凉快。

(1). The use of the so-called Cripps method.

This method uses a simplified model of the transistor, which can be obtained from small-signal S-parameter measurements at the bias point of interest and knowledge of the DC IV curves. With the help of this information it is possible to construct load-pull contours and the optimum load impedance can be determined. The Cripps method was not used because of the following limitations:

       A. The DC IV curves are not always similar to the AC IV curves;

       B. Other essential information for the high-power amplifier design is missing e.g. the input impedance of the transistor under large-signal conditions when it is loaded with the optimum load impedance;

       C. Modeling of the external part of a transistor with only the drain to source capacitance is too simplistic. Certainly for large transistors, as it is the case for the high-power amplifiers, the influence of the drain-source resistance and the parasitic inductances on the external optimum impedance can no longer be neglected. However, if no large-signal transistor model or load-pull measurement set-up is available it can give a reasonable estimation of the optimum load impedance.

(2). The use of load-pull simulations performed with the help of the large-signal transistor model and the contour test bench available in the Agilent Series IV simulation software.

Comparison with load-pull measurements shows, that the transistor model will give a good estimation of the location of the optimum load impedance in the case of maximum output power. This becomes more difficult if an optimum load impedance for maximum power added efficiency is searched. This is due to the overestimation of the drain current by the transistor model.

(3). The use of load-pull measurements is still the preferred method to determine the optimum load impedance.

When this type of measurements is performed, information becomes available regarding the load impedance of the interstage-matching network.

The load impedance, which must be presented at the output of the transistors, is dependent on the input power. Under small-signal conditions, the optimum load impedance for maximum output power, PAE and power gain is the same. The load that is found for this case is the conjugated of the output impedence of the transistor when the input is simultaneously conjugated matched with the source impedance. When the input power is increased, the real part of the load impeance starts to change from Rds to a load that will guarantee maximum voltage and current swing. Under these non-linear conditions the optimum load for maximum output power and the one for maximum PAE are unequal. For a number of amplifiers, a compromise between these two impedance is used. The results show that the real part of the load for maximum PAE is higher than the one for maximum output power. The load for maximum output power is almost constant as a function of compression level. This is as expected not the case for the maximum efficiency load.

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上次load-pull测试出现的奇怪情况：6GHz下Zopt为容性，现在似乎找到了比较可信的解释。小信号状态下的Zopt有别于大信号下的Zopt，但是大信号下P1dB、最大线性功率和饱和功率所对应的Zopt是统一的，所以在load-pull测试中，可以以这三个指标的任意一个作为标准。还想再做一次load-pull，可是GPIB转USB接口卡悬而未决，还得等待几天。

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又一次高考成绩揭晓，几家欢喜几家愁，命运不济的人真是可怜。想成就任何一件事情，都需要各种各样的主客观条件齐备，一块无法弥补的短板将永远给你一只漏桶。无话可说。

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周末在地质所打篮球。好久没有玩了，跑起来气喘吁吁，不过手感和技术还没有丢，呵呵。另外，持续一年多的健身效果显现：当我带球突破的时候防守人员纷纷退后，然后被冠以“超音速推土机”。可惜球场太硬，又穿了一双鞋底很厚的卡特，所以脚踝受不了。完事之后和地质所的哥们说起两边关于二号楼的纠纷，嘿嘿，管我X事，我是来打篮球的。

Cree and TriQuint have both rolled out competing GaN foundry services amid strong interest in the high-power RF technology at the 2008 International Microwave Symposium.

In each case military applications are providing a strong driving force in developing GaN devices, attracted by characteristics like high power density and high-temperature operation.

Both companies are still involved in DARPA's Wide Bandgap Semiconductor Technology initiative, with TriQuint in particular indicating to compoundsemiconductor.net in Atlanta that its GaN efforts are being supported by the recent award of the third phase of funding within this program.

TriQuint and Cree also both contributed to the event's swarm of GaN power amplifier product releases, which ironically are now encouraging other companies to design their own devices.

“Buying off the shelf tends to attract people into design,” said John Palmour, executive vice president for advanced devices at Cree. “Thanks to that in part there will be plenty of military and some R&D use of the foundry.”

TriQuint's foundry services will initially encompass the frequency range from DC to 18 GHz, which Cree is also intending to support.

The two foundries will share another common approach in producing devices from GaN epiwafers grown on SiC substrates. TriQuint is working with its epiwafer supplier IQE to move from 3-inch to 4-inch wafers. If Cree is not already using 4-inch GaN wafers, as the industry's dominant supplier of SiC substrates it is surely not far away either.

However, before any squabbles can break out between these two companies over which was the first commercial GaN foundry, a third player may wish to have a say.

Germany's United Monolithic Semiconductors (UMS) has been working on developing GaN devices in a European collaboration since 2006 and is also looking at a move to 4-inch wafers. Here the military interest is provided by aerospace firm - and part owner of UMS - EADS.
NXP Semiconductors adds a high-volume angle, expecting the collaboration to deliver commercial 100 W GaN devices for wideband-CDMA base stations in 2009. Mark Murphy, NXP's spokesperson for the project, said that the collaboration is currently achieving the company's reliability targets for this product line in comparisons with its existing silicon LDMOS products.

Specific processes used by the collaboration are out of bounds to other customers, but UMS still offers GaN foundry services elsewhere to help enhance the technology's overall commercial viability.

This European collaboration, led by the Fraunhofer Institute for Applied Solid-State Physics, takes the view that there is room for three major GaN players globally. According to Murphy, Japan's Eudyna and Cree in the US currently take the top slots. Although Europe's effort is a collaboration reliant on a III-V foundry rather than a single company, he believes that there will ultimately be one major GaN player in Asia, one in North America and one in Europe.

Richard: 还是那句话，我们只是看热闹的。唉......

LTE和WiMax之间唯一最重要的相似性在于均采用正交频分复用(OFDM)信令。两种技术也均采用Viterbi和turbo加速器来实现前向纠错。
从芯片设计工程师的观点来看，如果你要在同一芯片或芯片组内支持两种制式的话，就非常有可能广泛地重用各种门。从软件无线电(SDR)的观点来看，机会更为诱人。灵活性、门重用以及可编程性似乎就是应对WiMax-LTE多模式挑战的答案，而那可能意味着要采用软件无线电技术。
LTE和WiMax可能就是OFDM这颗“蚕豆”上的“两片豆子”，但是，它们并不是孪生的。它们之间存在三个重要差异：
1. 两者均在下行链路中采用正交频分多址接入(OFDMA)。然而，WiMax通过在一个宽的信道上处理所有的信息而对信号利用率进行最优化。相比之下，LTE把可用频谱组织为更小的频段。
WiMax为高信道利用率付出一定的代价，但是，因为处理那么多的信息可能需要1000点快速傅立叶变换。LTE用16点FFT就能完成。这相当于功耗更大，因为难以在有效的LTE设计中加入有用的WiMax硬件。然而，使用软件无线电原理的一种架构能够重新配置它的FFT函数以实现更低的功耗。
2. LTE的上行信令采用单一载波频分多址接入(SC-FDMA)，而WiMax坚持采用OFDMA。基于OFDM的系统的主要问题之一就是它们具有高的峰值-平均功率比。在市场营销中引证的平均功率指标并没有展示整个情况。遗憾的是，系统的功率放大器必须被设计为处理峰值功率，而功率放大器也成为手机中一个的耗电大户。
LTE之所以特别选择SC-FDMA就是为了提高功率放大器的效率。“如果你通过改变调制制式就能够把效率从5%改善为50%，那么，你就可以节省大量的电池电量，”多模式专业提供商Coresonic AB公司的首席系统架构师Anders Nilsson表示。WiMax的OFDMA具有大约10dB的峰值平均功率比，而LTE的SC-FDMA的峰值-平均功率比大约为5dB。
这一差异也影响基带芯片，Nilsson补充说，因为需要在上行链路中支持两种调制方式。可编程解决方案可以灵活到足以重用门并在LTE模式保持低功耗。
3. 尽管IEEE 802.13e标准以及演进中的LTE标准支持频分双工(FDD)以及时分双工(TDD)，WiMax实现主要采用的是TDD。LTE似乎在FDD方向上领先，因为它是真正的全双工工作：各个邻近的信道被用于上行和下行链路。因此，LTE具有更好的下行数据率指标，尽管所付出的代价是对前向纠错有非常严格的延迟要求。底线就是WiMax射频要更为简单一些。
这些差异使得要设计支持两种标准的芯片或芯片组就更加困难，但是，通过调和而不是竞争，结果可能更加易于解决网络基础设施上存在的问题。当然，从手机设计工程师的观点来看，显然没有赢家。
电池的寿命以及芯片或芯片组的功效是它们取得市场成功的关键，一位专门从事无线电测试和设计的独立咨询师Fannie Mlinarsky说道。功耗是WiMax和LTE面临的大问题，因为Mbps的性能意味着运行DSP困难并且使得芯片更加耗电。

通过软件无线电实现多模解决方案
尽管软件无线电的确享有昂贵和过分宣传的坏名声，但是，电信芯片设计工程师们业已采用软件无线电技术也是事实。他们需要——也完全是为了——适应不断演进的各种标准所带来的变化。
软件无线电的经典定义就是让通用处理器构成的阵列实质上的在软件中运行所有的功能。这种方法可能昂贵且可能无法达到高数据率技术，如WiMax和LTE，要求的价格/性能目标，无线设计独立顾问Fannie Mlinarsky表示。
另一方面，采用创新硬件架构的新方法似乎就要抓住眼下的黄金时代。长期从事OFDMA芯片设计的Wavesat公司早已进入该领域。这家公司与移动产品ODM Compal Communications公司签署了协议，以开发移动WiMax产品；而与日本的电信公司Willcom签署协议，利用Wavesat公司的Odyssey 8500芯片组开发XG-PHS宽带无线电产品。
Wavesat公司高级副总裁Vijay Dube表示，实际上该芯片组是能够实现任何基于OFDM技术的4G平台。Odyssey 8500就是以8颗DSP内核为基础。
Coresonic AB还拥有基于新架构——单一指令流多任务(SIMT)——的多模式平台。SIMT能够实现非常长指令字架构的性能，但是，具有较低的控制开销以及更低的程序和存储器使用率，该公司首席执行官Rich Clucas表示。
Mlinarsky表示，面向LTE以及WiMax的多模式基带解决方案充满挑战，但是，因若干原因所致，设计前端芯片才是真正令人畏惧的，关键在于这两个标准覆盖的是大约4GHz的宽频谱。LTE可能要支持900-MHz至1,900-MHz带宽；而WiMax必须根据地区情况抢夺可用的频谱，可能的工作范围是2.3 GHz至3.5 GHz。
BitWave半导体公司的可编程RF收发器承诺提供一种克服多模式挑战的解决方案。该公司首席市场官Russell Cyr表示，BitWave的原型软收发器RFIC已经提供给选定的ODM。采用该技术的手机以及Femtocell(家庭网)应该在明年发布。BitWave的技术通过数字方法调整无源电路元件，从而可对诸如LNA、滤波器以及混频器这样的模拟功能进行编程。
利用这些正在发挥作用的新技术，要做一点融合均要经历漫长的道路。LTE在很大程度上仍然处于发展阶段，WiMax也没有停滞不前，Forward Concepts公司总裁Will Strauss表示，“802.16m工作组正在着手完成各种改进，以使之具有看起来非常像蜂窝电话，如跨区切换的功能。”

Richard: 令人眼花缭乱的各种标准，大家公说公有理，婆说婆有理，谁也搞不定谁。前段时间刚说过UWB没有前途，WiMax才是正统；现在又说WiMax也不行了，未来是LTE的天下。有的人是做了充分的深入调查，作出一个判断；有的人则是抱大腿，跟着巨头走；也有的人，不知道如何选择，不如来个一锅端。基带厂商们，面对众多标准应接不暇，可能还要整天开会讨论把赌注投到哪里；而前端厂商们则高兴了：最好隔一天出来一个标准，不管你什么标准，总要用到我的PA和LNA吧？

最近觉得很累。眼睛疼痛，腰酸背痛，而且经常迷迷糊糊，难道是糟糕的天气在作怪？其实，我现在的身体状态已经处于有生以来的巅峰状态，即使是当年一天打篮球半天，游泳半天的铁人也不比现在。这一年多来，真真切切感受到持之以恒和适量的体育锻炼对于人的健康的好处。形体上的改善是一方面，最重要的是，修身的同时兼可养性。

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PA又陷入一个可怕的角落。其实我从来不怕这些，怕的是不知道路在何方，自己乱撞，撞得头破血流都不能解决问题。有时候觉得很痛苦，一个人的力量，真是太渺小了--尤其是当你有一颗很大的心脏的时候。单兵作战和团队精神，士兵与将军，就是这个道理。

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天气越发热了，我们这级很多毕业的同学已经搬走，所以2号楼五层的厨房，可以完全归我一个人了。每当汗流浃背地炒一个菜的时候，我居然会感觉非常幸福--你说我是不是很贱？不过说真的，当我独自施展厨艺，然后一人在饭桌上独饮，非常惬意。

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我的眼睛，不知道什么时候就变成了金鱼眼。

昨天卢力同学给了我一张宝贵的请柬，我才有机会近距离（也就两百米吧）与几乎所有国家领导人和几乎所有两院院士亲密接触（仅限于我之目光）。很久没有唱国歌了，今天全体起立唱国歌的时候，居然有些激动，甚至，热血澎湃的感觉--也许这就是国歌和别的歌不同之处吧。大会开幕式很简单，路院长开幕词，胡主席讲话。主席台上除了国家领导人们，还有两院的主席团，观众席的前几排是两院院士，后面则是我们这些科研小喽罗--也许，今天的人民大会堂成为中华大地上才智和权力最高之地。对于大会的重要意义及内涵，不是我等小人物可以嚼嚼出味道来的；我关心的，只是一系列让我好奇的新见识--惭愧惭愧，我比较土。

很小的时候，我的人生理想是开飞机，现在已经完全破灭了；后来又立志做科学家，看来也比较渺茫--就像玻璃上的苍蝇，前途光明但是没有出路，如何？其实，现在都基本上没有什么理想了，实实在在地生活在每天的忙碌当中，个中大义，很难说得清楚。也许，对于我们来说，做好每天的每一件份内之事，就是对人生理想的最好诠释了。

昨晚和金老师打羽毛球，大汗淋漓之后光着膀子被空调吹，今天人民大会堂里面也比较凉，下午居然有些头疼，像是感冒了。和蛋蛋讨论了半天PA的事情，实在提不起精神了。于是在周一就偷偷罢工，看了一部高清电影《Black Hawk Down》，是比较老的电影了，但绝对是最合我胃口的那种影片。不再罗嗦观后感了，记住一个觉得很帅的名字：DiTomasso，立此存照，等到什么时候心血来潮，咱就改成这个名字。

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重重的墙，将老师压，我们在他身下，都很听话。
没过很久，听到喇叭，外面有个爷爷，叫我别怕。
叔叔的手，使劲地挖，解放军的飞机，送我回家。
经过灾难，我已长大，永远不会忘记，二零零八...

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今天没有准备好骂人，下次再来吧。

最近几年以来，我一直在试图改进自己，无论是身体还是精神。据说，效果非常明显。其实，还有些心得。喜欢大汗淋漓和热水澡的我，天生是运动款，篮球、长跑、无线电测向、游泳和健身，给了我非常强健的体魄--尽管体型距我所梦想还差别较大。在性格、情商这些“软实力”方面，我真的做到了“吾日三省吾身”，经常一个人陷入沉思：这是我的一大毛病，我应该试图避免和改进。于是，我发明了很多诀窍，譬如十次深呼吸法、压力释放法、暂时消失法等等。成绩的反面，我也发现自己还有一大毛病始终没有克服：情绪化。经常会被一件小事牵肠挂肚，心情不佳；也经常为其实不相干的事情暴跳如雷；尽管过后总能反省，但是实在没有做好控制。有人说“认识错误本身比改正错误更加可贵”，如果此说正确的话，看来我做得似乎不错？

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今天带小瑞去了新东方。新航道和新东方，差别还是很大的。

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PA设计似乎陷入了一个胡同，前面的路很窄了，回头有不可能。

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“我好悔啊！我当初就不应该嫁过来，如果我不嫁过来，我的夫君也不会死，如果我的夫君不死 我也不会沦落到这么一个伤心的地方…… ”

《武林外传》百看不厌。那天有个家伙摇头晃脑，一副欠扁样（嘿，度量，度量啊--自省第N次）地说：“喜欢武林外传的都是脑残。武林外传有什么深度？肤浅，浅薄。”对于这种“严肃”而了无生趣的人，俺想来都是不屑与之纠缠的（第N+1次）。什么都要有深度？不知道您老人家吃饭睡觉和人聊天打扑克是不是也要深度？大雅有之，您自可去钻呀，何必装B看不起小俗？真累。

2. Design of Biasing Network;

3. Transistor Stability Analysis, Zsource Calculation for MAG;

4. Load-pull Analysis to Determine Optimum Zload for Required Pout;

5. Design of Matching Network;

6. Optimization, Yield Analysis and Design Centering;

7. Layout Gneration (EM Analysis);

8. Verification for Wireless Communication Standard.

看起来很不错啊，当然价格也不错--500刀。上周回家玩了一把N73和N95，觉得也就那样，一如既往的慢，让人无法忍受。姑父说给我一个iPhone，我高兴极了，因为从包装盒上看确实是真品iPhone--可惜里面是山寨的，气死我了。现在的山寨，更加高明了。

昨天有些进展的VBIC模型，今天被老板泼了冷水，因为S参数的拟合还不够好，一下子郁闷了。不过，经过仔细考虑，他说的很有道理，是我疏忽了。于是今天继续奋斗吧，可怜我的脑细胞啊。多指结构的HBT建模，本来就是一个很难的问题，我和金老师还有葛霁师兄讨论，如果单用VBIC来表征多指HBT是不行的，因为多指之间还有一些耦合的效应--尤其是热耦合；而用单指的VBIC模型并联来建模，也是行不通的--情况不知是并联那么简单。后来我说，可以用多个不同的VBIC模型并联--每个单指VBIC有不同的热阻和热容，这样可以表征温度分布。是个思路，但不知可行否，留作后人验证吧。那么有个疑问：Foundry的多指模型如何处理？好像Win Semi采用的就是并联的方法。问过一位前辈师兄，他说别把模型太当回事，最专业的代工厂，其模型也有10%以上的误差--相当大哦。无论如何，尽力而为吧，适可而止。就在刚才，得到一个自己还算满意的结果。

今天还发生了什么值得一记的事情？搜索一下我的脑细胞...

哦，老猪走了。大学四年同学，研究生又是三年室友，今天他卷铺盖带着老婆走人了。那天请老猪吃了一餐，今天我去健身房没去送他一下。一路走好，来日再聚。

今天还有一件让我和土人们爽的事情，就是凯尔特人夺冠了。祝贺我的新偶像PP。

接下来，该做什么呢？.......

湖哥走的时候将MMIC PA的工作留给我，到现在他毕业整整一年了，但是工作几乎停滞不前。电路的拓扑结构和工艺早就OK了，但是在设计的时候没有HBT器件模型，没有Load-pull测试数据--当我试图去做这些的时候，我们微波探针台上的探针挂了，Load-pul只要一加电就振荡。知道上月，卡尔休斯的探针和新的Load-pull系统都到位，于是数据搞定了。测试比较简单--只要你有测试手段，问题是测试之后的数据处理，譬如提取模型参数、设计匹配网络等等。

那么，当下最要紧的是建模了--没有模型，设计出来的是什么只有鬼知道。对于HBT来说，常见的模型是SGP（Spice Gummel-Poon）和VBIC（Vertical Bipolar Inter-Company），VBIC模型由于包括了重要的自热效应、弱雪崩击穿效应、准饱和效应等，所以应用更为广泛。一般代工厂都会提供SGP和VBIC两种模型供电路设计者使用，强烈推荐VBIC。当然，VBIC也不是最佳选择--比如在表征多指功率HBT器件的热效应上VBIC就无能为力，似乎最有前途的办法就是自己针对自己的特殊应用建立一套模型--譬如葛霁师兄所作的工作，针对GaAs和InP HBT自己建模。有前途，但是看看师兄桌上草稿纸上大段大段的物理公式，还有他和金老师整天讨论全耗尽啊、内建电势啊、电流阻挡效应啊、碰撞电离啊，我辈可知难而退矣。还是做一个差不多的VBIC模型吧，而且前面已经有一些师兄做过类似的工作。86个参数，针对InGaP/GaAs HBT进行优化之后，实际上需要提取的只有40个左右了，尽管如此，工作量还是非常大的。简单来说，如果给你一个三元方程，其中每个未知数互相之间又相互关联，你认为用数值拟合是否简单？更何况这里是40个未知数。好了，废话少说吧，有兴趣的兄弟可以看看我的总结：

《VBIC模型及参数提取--for InGaP/GaAs HBT》

测试了同一个Wafer上不同区域的几个器件，测试结果表明一致性还是挺好的，所以建立的模型对于不同器件的拟合也是不错的--直流拟合稍差，S参数拟合挺好，考虑到工艺偏差，可以满足设计要求。

嗯，接下来的工作就比较好做了：偏置网络、匹配网络、稳定性分析、仿真、版图、流片，基本上没有任何关隘了。另外，计划同一批流片的还有几个版本的分频器--原理图已经仿真OK；还有泰哥的VCO，他的试验板结果非常好。稍远一些的工作安排就是DAC、DDS，还有W波段PA的设计。

Go, go go!

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上周回家，按下。

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每天中午游泳1公里已经坚持了快两个月--书上说坚持三个月会有脱胎换骨的变化，但是--难道是突变？想起来猴子走钢丝的故事。小瑞也有了健身卡，也是每天都去，呵呵，兴致挺高啊。

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总感觉，有些人，很无理，无礼。随他去。